用于高频接收器和发射器的锁相环-第一部分

作者：时间：2016-04-28来源：网络收藏

　　第一部分将重点介绍有关PLL的基本概念，同时描述基本PLL架构和工作原理，另外，我们还将举例说明PLL在通信系统中的用途。最后，我们将展示一种运用ADF4111频率合成器和VCO190-902T电压控制振荡器的实用PLL电路。

本文引用地址：http://www.amcfsurvey.com/article/201604/290441.htm

　　在第二部分中，我们将详细考察与PLL相关的关键技术规格：相位噪声、参考杂散和输出漏电流。导致这些因素的原因是什么，如何将其影响降至最低?它们对系统性能有何影响?

　　最后一部分将详细描述构成PLL频率合成器的各个模块以及ADI频率合成器的架构。同时还将简要总结目前市场上有售的频率合成器和VCO，同时列出ADI的现有产品。

　　PLL基本原理

　　锁相环是一种反馈系统，其中电压控制振荡器和相位比较器相互连接，使得振荡器频率(相位)可以准确跟踪施加的频率或相位调制信号的频率。锁相环可用来从固定的低频信号生成稳定的输出频率信号。首批锁相环由法国工程师de Bellescize在20世纪30年代初实现。然而，直到20世纪60年代中期，集成式PLL成为一种成本相对较低的元件之后，锁相环才得到市场的广泛认可。

　　一般而言，可以把锁相环分析为一种带一个正向增益项和一个反馈项的负反馈系统。

　　基于电压的负反馈系统的简单框图如图1所示。

　　图1.标准负反馈控制系统模型。

　　在锁相环中，来自相位比较器的误差信号为输入频率或相位与反馈信号频率或相位之差。稳态下，系统会强制使频率或相位误差信号归零。其适用负反馈系统的一般公式。

　　受环路中积分的影响，在低频下，稳态增益G(s)较高且

　　PLL中会增大环路增益的元件包括：

　　1.鉴相器(PD)和电荷泵(CP)。

　　2.环路滤波器，其传递函数为Z(s)

　　3.电压控制振荡器(VCO)，其灵敏度为KV /s

　　4.反馈分频器，1/N

　　图2.基本锁相环模型。

　　如果将一个线性元件(如四象限乘法器)用作鉴相器并且环路滤波器和VCO也为模拟元件，则将其称为模拟或线性PLL (LPLL)。

　　如果使用的是数字鉴相器(EXOR栅极或J-K触发器)并且所有其他元件保持不变，则系统称为数字PLL (DPLL)。

　　如果PLL完全用数字模块构建而成，不带任何无源元件或线性元件，则称为全数字PLL (ADPLL)。

　　最后，有了数字化的信息，再加上足够快的处理能力，也可以在软件域开发PLL。PLL功能由软件执行并在DSP上运行。这称为软件PLL (SPLL)。

　　根据图2，当系统使用PLL来生成高于输入的频率时，VCO会以角频率ωD振荡。该频率/相位信号的一部分会通过分频器以1/N的比率回馈到误差检测器。这种经过分频的频率会馈入误差检测器的一个输入端。本例中，另一路输入为固定参考频率/相位。误差检测器会比较两个输入端的信号。当这两个信号输入的相位和频率相等时，误差为零，环路则处于“锁定”条件下。如果我们只看误差信号，则可得到以下等式。

　　在商用PLL中，鉴相器和电荷泵共同构成误差检测器模块。当FO ≠ N FREF时，误差检测器将向低通环路滤波器输出源/吸电流脉冲。这会使电流脉冲稳定转换为电压，用以驱动VCO。然后，VCO频率会根据需要以KV ΔV的幅度增减，其中，KV 为VCO灵敏度(单位：MHz/V)，ΔV 为VCO输入电压的变化。这一过程会持续进行，直到e(s)变为零为止，届时环路将锁定。可见，电荷泵和VCO充当一个积分器，用于将其输出频率增加或减小至所需值，以(从鉴相器)将其输入恢复至零。

　　图3.VCO传递函数。

　　简单而言，PLL的总传递函数(CLG或闭环增益)可以用上面给出的负反馈系统的CLG表达式来表示。

　　当GH远远大于1时，我们可以说，PLL系统的闭环传递函数为N，因此，

　　环路滤波器属于低通类滤波器，一般有一个极点和一个零点。环路的瞬态响应取决于：

　　1. 极点/零点的幅度，

　　2. 电荷泵幅度，

　　3. VCO灵敏度，

　　4. 反馈因子N。

　　在设计环路滤波器时，必须考虑所有上述因素。此外，设计滤波器时必须以稳定为第一要务(通常建议使相位裕量达π/4)。响应的3-dB截止频率通常称为环路带宽BW。大环路带宽会导致超快的瞬态响应。然而，这种结果并非始终都有利，因为，就如我们将在第二部分看到的那样，快瞬态响应与参考杂散衰减之间存在权衡问题。

　　PLL在频率上调中的应用

　　利用锁相环，可以从低频基准电压源产生稳定的高频。要求稳定高频调谐的任何系统都可以从PLL技术中受益。这些应用示例包括无线基站、无线手机、寻呼机、闭路电路系统、时钟恢复和时钟生成系统。GSM手机或基站就是PLL应用的一个很好的例子。图4显示了GSM基站的接收部分。

　　在GSM系统中，有124个宽度为200-kHz的RF频段通道(每个通道8个用户)。占用的总带宽为24.8 MHz，必须对这些带宽扫描以检查活动状况。手机的发射(Tx)范围为880 MHz至915 MHz，接收(Rx)范围为925 MHz至960 MHz。相反，基站的Tx范围为925 MHz至960 MHz，Rx范围为880 MHz至915 MHz。对于本例，我们只考虑基站发射和接收部分。GSM900和DCS1800基站系统的频段如表1所示。表2展示的是表1所列频段范围内的载波频率的通道编号(RF通道)。Fl(n)为RF通道低频段(Rx)的中心频率，Fu(n)为高频段(Tx)的对应频率。

　　图4.GSM基站接收器的信号链。

　　对900-MHz RF输入滤波、放大并施加到第一级混频器。另一个混频器输入端用调谐本振(LO)驱动。本振必须对输入频率范围扫描，以检查任何通道上的活动状况。实际上，LO是运用前面已经描述过的PLL技术来实现的。如果第一中频(IF)级的中心位于240 MHz，则LO的频率范围必须为640 MHz至675 MHz，才能覆盖RF输入频段。当选择200-kHz的参考频率时，可以按200 kHz的步长，在整个频率范围内对VCO输出排序。例如，如果需要650 MHz的输出频率，则N的值为3250。该650-MHz的LO会有效地检查890-MHz RF通道(FRF – FLO = FIF 或 FRF = FLO + FIF)。当N增至3251时，LO频率为650.2 MHz，检查的RF通道为890.2 MHz。如图5所示。

　　图5.GSM基站接收器的测试频率。

　　值得注意的是，除了可调谐RF LO以外，接收器部分也采用了固定IF(在所示例子中为240 MHz)。尽管该IF并不需要频率调谐，但仍然采用了PLL技术。其原因在于，运用稳定的系统参考频率来产生高频IF信号不失为一种经济的方式。多家频率合成器制造商已经意识到这一事实，推出了双版本器件：一个版本支持较高RF频率(>800 MHz)，另一个版本支持较低IF频率(500 MHz或以下)。

　　在GSM系统的发射端也存在类似的要求。然而，更常见的做法是直接从基带上变频为发射部分的最终RF;这意味着，基站的典型TX VCO的范围为925 MHz至960 MHz(发射部分的RF频段)。

　　电路示例

　　图6显示了GSM手机发射部分本振的实际实现方式。我们假设，基带直接上变频为RF。该电路采用了来自ADI的新型ADF4111 PLL频率合成器，以及来自Vari-L公司的VCO190-902T电压控制振荡器(http://www.vari-L.com/)。

　　参考输入信号施加于电路的FREFIN，其端接电阻为50 Ω。在GSM系统中，该参考输入频率的典型值为13 MHz。为了使通道间距为200 kHz(GSM标准)，必须运用ADF4111的片内参考分频器，将参考输入除以65。

　　ADF4111是一款整数N PLL频率合成器，最高支持1.2 GHz的RF工作频率。在该整数N型频率合成器中，可以按离散整数步长，在96至262,000范围内对N编程。对于手机发射器，如果所需输出范围为880 MHz至915 MHz，并且内部参考频率为200 kHz，则所需N值的范围为4400至4575。

　　ADF4111的电荷泵输出(引脚2)驱动环路滤波器。基本而言，该滤波器(图2中的Z(s))是一款一阶滞后-超前型滤波器。在计算环路滤波器元件值时，需要考虑多个事项。在本例中，环路滤波器的设计宗旨是使系统的整体相位裕量为45度。其他PLL系统技术规格如下：

　　KD = 5 mA

　　KV = 8.66 MHz/V

　　Loop Bandwidth = 12 kHz

　　环路带宽 = 12 kHz

　　FREF = 200 kHz

　　N = 4500

　　Extra Reference Spur Attenuation = 10 dB

　　额外参考杂散衰减 = 10 dB

　　所有这些技术规格都需要用来计算环路滤波器元件值，如图6所示。

　　环路滤波器输出驱动VCO，然后馈入PLL频率合成器的RF输入端，同时驱动RF输出通道。用一个带18 Ω电阻的T型电路配置在ADF4111的VCO输出、RF输出和RFIN引脚之间提供50 Ω匹配。

　　在PLL系统中，知道系统何时锁定十分重要。在图6中，这是通过利用ADF4111的MUXOUT信号来实现的。可设置MUXOUT引脚来监控频率合成器中的各种内部信号。其中之一是LD或锁定检测信号。举例来说，当选用MUXOUT以选择锁定检测时，就可以在系统中用MUXOUT来触发个输出功率放大器。