引起运算放大器震荡的常见原因及对策

　　模拟设计师在设计放大器时花了很多功夫才使放大器能稳定工作，但在实际应用中又有许多情况会使这些放大器发生振荡。有许多种负载会使它们啸叫。没有正确设计的反馈网络可能导致它们不稳定。电源旁路电容不足也可能让它们不安分。最后，输入和输出自己可能振荡成单端口系统。本文将讨论引起振荡的一些常见原因以及相应的对策。

　　一些基本原理

　　图1a显示了一个非轨到轨放大器的框图。输入端控制gm模块，gm模块再驱动增益节点，最后经缓冲输出。补偿电容Cc是主要的频率响应元件。如果有接地引脚的话，Cc回路应该接到地。然而一般运放没有地，电容电流只能返回到一个或两个电源端。

　　图1a：典型的非轨到轨运放拓扑。

　　图1b是支持轨到轨输出的最简单放大器的框图。输入gm模块的输出电流经“电流耦合器”分成两路驱动电流到两个输出晶体管。频率响应主要取决于两个处于并联状态的Cc /2电容。以上两种拓扑描述了绝大多数使用外部反馈的运放。

　　图1b：典型的轨到轨运放拓扑。

　　图1c显示了理想放大器的频率响应，虽然它们在电气结 构上有所区别，但具有相似的行为。由gm 和Cc形成的单极点补偿电路提供的单位增益带宽乘积频率GBF=gm/(2p Cc)。这些放大器的相位延迟从-180°降至GBF/Avol附近的-270°，其中Avol是开环放大器直流增益。对远高于这一低频的频率来说，相位 维持在-270°。这就是有名的“主极点补偿”，其中Cc极点主导响应，并隐藏了有源电路的各种频率限制。

　　图1c：运放的理想化频率响应。

　　图2显示了LTC6268放大器的开环增益和相位响应与频率的关系。这是一款很小巧的500MHz放大器，支持轨到轨输出，并且只有3fA的偏置电流，是 展示真实放大器行为的一个极好例子。主补偿电路的-90°相位延迟从大约0.1MHz开始，在约8MHz时达到-270°，但在30MHz以上将越过 -270°。在实际应用中，由于额外的增益级和输出级电路，所有放大器除了基本的主补偿延迟外，都还有高频相位延迟。典型的额外相位延迟从大约 GBF/10开始。

　　图2：LTC6268的增益和相位与频率的关系。

　　简言之，带反馈的稳定性关键在于环路增益和相位;或Avol乘以反馈因子，或环路增益。如果我们在单位增益配置中连接LTC6268，那么100%的输出 电压将被反馈。在非常低频率时，输出是负输入的反相，或-180°相位延迟。补偿电路通过放大器再增加-90°延迟，使得负输入到输出具有-270°的延 迟。当环路相位延迟增加到±360°或它的倍数并且环路增益至少是1V/V或0dB时将产生振荡。相位余量衡量的是当增益为1V/V或0dB时相位延迟离 360°有多远。图2显示在130MHz时的相位余量约有70°(10pF红色曲线)。这是一个非常健康的数字;相位余量低至35°可能都是可用的。

　　另外一个较少讨论的主题是增益余量，虽然它与参数一样重要。当在某些高频点相位余量为零时，如果增益至少1V/V或0dB，那么放大器就会振荡。如图2所 示，当相位减至0(或360°的倍数，或图中所示的-180°)时，1GHz附近的增益约为-24dB。这是一个非常小的增益。在这个频率点不会发生振 荡。在实际使用中，一般至少需要4dB的增益余量。

　　非完全补偿放大器(Decompensated Amplifiers)

　　虽然LTEC6268在单位增益时非常稳定，但有些运放却有意做的不稳定。通过设计放大器补偿电路，使之只在更高闭环增益时才稳定，这样的设计权衡与单位 增益补偿方法相比可以提供更高的压摆率、更宽的GBF和更低的输入噪声。图3显示了LT6230-10的开环增益和相位。该放大器主要用于反馈增益为10 或更高的场合，因此反馈网络将至少衰减输出信号10倍。在使用这种反馈网络的条件下，我们寻找开环增益为10V/V或20dB时的频率，发现在50MHz 时的相位余量为58°(±5V电源)。在单位增益时，相位余量只有0°左右，而且放大器会振荡。

　　图3：LT6230-10增益和相位与频率的关系。

　　观察发现，当闭环增益比最小稳定增益更高时，所有的放大器都将更加稳定。即使1.5的增益也会使单位增益稳定的放大器变得更加稳定得多。

　　反馈网络

　　就这个话题而言，反馈网络本身也可能引起振荡。注意图4中我们放了一个寄生电容与反馈分压电阻并联在一起。这是不可避免的。电路板上每个元件的每个端子都 有约0.5pF的电容到地，而且还有走线的电容。在实际应用中，节点至少有2pF的电容，每英寸走线的电容大约也是2pF。因此很容易积累起5pF的寄生 电容。考虑LTC6268提供+2的增益。(http://www.diangon.com/版权所有)为了节省功耗，我们将Rf和Rg值设为相当高的 10kW。当Cpar= 4pF时，这个反馈网络在1/(2p*Rf||Rg*Cpar)或8MHz处有一个极点。

　　图4：加载反馈网络的寄生电容。

　　利用反馈网络相位延迟为–atan(f/8MHz)这个事实，我们可以估计环路360°延迟将发生在约35MHz时，此时放大器的延迟为-261°，反馈网络延迟为-79°。在这个相位和频率点，放大器仍有22dB的增益，而分压电阻增益是分压电阻增益

　　运放输入本身可能呈很大的容性，模拟Cpar。特别是低噪声和低Vos放大器具有大的输入晶体管，其输入电容比其它放大器都要大，会加载它们的反馈网络。 你需要查阅数据手册，看看与Cpar并联的电容还有多大。幸运的是，LT6268只有0.45pF，对这种低噪声放大器来说这是一个很小的值。带寄生参数 的电路可以用运行在免费的LTspice 上面的凌力尔特宏模型进行仿真。

　　图5显示了使分压电阻更能容忍电容的方法。图5a显示了加入Rin后的同相放大器电路。假设Vin是一个低阻源(

　　图5a：减小Cpar效应的方法;增加了Rin的同相放大器电路。