如何为更高电压的微控制器测量选择电阻

作者：时间：2024-04-17来源：DigiKey收藏

基本微控制器的例子特点是“轨内”电压测量。一个主要的例子是测量可变电阻的输出。电阻的一端连接到微控制器的5.0电压轨，另一端接地，雨刷器被发送到微控制器的模数转换器(ADC)引脚。由此产生的电压以接地和微控制器电压轨为界。

本文引用地址：http://www.amcfsurvey.com/article/202404/457753.htm

本文提供了为测量轨外电压的微控制器选择电阻的指南。你将学习如何准确地测量这些更高的电压而不损坏你的微控制器。本文的重点是优化电阻的选择。

我们的讨论仅限于一般小于30vdc的直流电压。交流的考虑超出了这篇短文的范围。此外，更高电压的直流测量可能需要额外的安全考虑，这也超出了本文的范围。

微控制器模拟输入模型

让我们从微控制器模拟输入的模型开始。图1给出了 Microchip (Atmel) ATmega4809 的简化模型。这是Arduino Nano Every 1上的一个流行微控制器。这个模型的主要组件是样品和保持电容。在转换开始之前，采样信号必须存在于该电容上。

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图 1 :微控制器模拟输入引脚相对于被测外部电压的简化模型

技术贴士 :一个小错误就会导致微控制器的毁灭。我们必须特别小心R1附近和较高的电源电压。接线或探测错误可能会无意中将高电压发送到微控制器的I/O引脚。虽然轨道钳位二极管提供了一小部分保护，但它将与微控制器本身一起在瞬间被破坏。在极端情况下，较高的电压将一路行进到相关PC机上的UPS端口。如果幸运的话，它会损坏PC机的端口。如果你运气不好，你将需要一台新的PC。

这个采样和保持(S/H)要求是各种微控制器结构之间的复杂交互，包括:

模拟选择器mux的操作。从Arduino的角度来看，当你区分模拟输入引脚(如A5和A7)时，这种情况就会发生。
S/H电容的大小。ATmega 4809在Control C特殊功能寄存器中有一个采样电容选择(SAMPCAP)位。根据数据手册:“这个位选择采样电容，因此，输入阻抗。最佳值取决于参考电压和应用的电性能。”
内部的贡献者。这包括与引脚的箝位二极管、电阻和相邻引脚之间的电容性相互作用等元件相关的泄漏。

我们可以将电容器电压/稳定性要求可视化为时间常数，重点是输入阻抗。其结果就是图2所示的简化模型。内部微控制器结构已被瞬时开关和S/H电容器所取代。外部电压源和分压器被替换为它们的Thévenin 等效电路。

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图 2 :微控制器输入引脚与源相关的高级模型。

当ADC转换启动时，瞬时开关将关闭一小段时间。这是S/H电容器充电到所需电压的“采样相位”。一段时间后，开关打开。这是“保持相位”，电容将保持(采样)电压呈现给ADC。

S/H时间与源的Thévenin 阻抗之间存在一定的关系。当我们考虑τ=RC关系时，为了精确测量，RTh必须提供一个小的时间常数。在这里，“小”一词意味着S/H电容器将在瞬时开关闭合时的短时间内充满电。

技术贴士 :Thévenin 等效电路是一个强大的工具，其重要性类似于欧姆定律。它允许一个复杂电路被表征为一个理想电压源(VTh)和一个串联电阻(RTh)。然后可以使用该模型进行简化计算。这包括本文中提到的时间常数。

在这一点上，我们将注意力回到ATmega4809数据手册。我们得到了一些指导方针:

ADC针对源RTh小于10 kΩ进行了优化。
可以激活前面提到的SAMPCAP位，以将S/H电容器的尺寸从10 pF减小到5 pF。
采样长度(SAMPLEN)控制寄存器可用于增加阻抗较高的源的保持时间。

综上所述，这些建议为我们的电阻选择提供了一个很好的起点。

用于ADC缩放的分压器

为了选择合适的电阻，我们必须考虑要测量的电压和Thévenin 电阻。

分压器的定义为:

其中:

VOut是满量程微控制器ADC输入电压。
VIn(最大)是要测量的最高电压，包括任何浪涌或充电电压。如果电压异常高，ADC将饱和。例如，如果设置10位ADC来测量16 VDC(最大)信号，则对于高于16 VDC的所有电压，它将饱和并读取1023。

分压器的Thévenin 电阻为:

我们已经简化了计算，假设分压器不会明显地负载源。也许我们可以在另一篇文章中探讨源的Thévenin 等效电路上的负载。

技术贴士:Arduino的默认ADC参考是正电压轨本身，Arduino Nano Every的正电压轨约为5 VDC。为了提高性能，可以通过调用analogReference(internal)来使用内部1.1 VDC参考。也可以使用外部参考标准，如LM4040AIZ-4.1/NOPB 1。这些器件在温度系数小的情况下具有良好的耐受性。“满量程”ADC输入电压分别为5.0、1.1和4.096。

电阻的选择没有限制;在这种情况下，我们可以选择R1或R2，然后计算相应的电阻。不幸的是，没有完美的解决方案。我们能做的最好的是平衡源负载的竞争需求，电池供电电路的分压器中的能量耗散，需要保持在微控制器10 kΩ输入阻抗以下，或者需要延长ADC转换时间以适应高RTh。

设计实例

为了说明电阻选择过程，让我们设计一个电路来测量与淹水铅酸电池充电器相关的标称12 VDC系统。我们首先确定可能遇到的最高电压。虽然该系统被称为“12 VDC”，但涓流充电约为13.8 VDC，均衡充电可能高达14.7 VDC(请参阅电池数据手册以获取准确值)。如果我们允许10%的开销，那么我们将设计为16 VDC(最大)电压。

将微控制器配置为4.096 VDC外部参考。

通过收集变量，我们可以确定R1与R2的比值:

我们的目标是找到一个尽可能接近这个比率的电阻对，从而得到的Rth小于10 kΩ。

选择电阻对本身就是一个引人入胜的话题。使用E-24(5%)系列上一篇文章中介绍的技术，R1和R2最接近的匹配对分别为4.7 k和1.6 kΩ，比率为2.937。使用E-96(1%)，我们可以选择8.98 kΩ和3.09 kΩ，以获得2.906的改进比率。

在理想情况下，进入ADC的满量程电压为:

在实际操作中，仍然存在一个错误。可以肯定的是，1%的电阻改善了这种情况。然而，它们并不完美。考虑每个电阻的可接受值范围:

8.8902 kΩ <R1<9.0698 kΩ

3.0591 kΩ <R2<3.1209 kΩ

当应用于分压器时，满量程(16 VDC输入)将从4.0355到4.1574 VDC变化。这个+/- 61 mV误差归因于所选择的电阻公差。这种困境有几种解决方案，包括使用低容差(高成本)电阻，手动选择电阻，安装微调电阻，或在微控制器中应用校准校正。每种解决方案都有其自身的成本和时间损失。然而，这是提高精度不可避免的代价。

系统性能

一个公平的批评是，我们对电阻的选择过于挑剔。当我们考虑整个系统的性能时，这种挑剔的选择的原因就显而易见了。

回想一下，我们原始的10位ADC及其外部参考电压被限制为1023的满量程二进制读数。如果我们正确地选择了分压器，那么当测量电压达到16 VDC时就会发生这种情况。结果是系统现在具有大约16 mV的分辨率(最小可检测电压变化)。这是我们所能做的最好的，因为我们已经忠实地取了最大预期电压，并将其降压以匹配ADC的满量程输出。

让我们考虑一个明显的反例。假设我们选择R1和R2，分别使用方便的10 kΩ到1 kΩ值。测量电压需要达到45.1 VDC, ADC才能达到1023的满量程计数。由于45.1 VDCX有1023步，分辨率恶化到44 mV。这是非常不希望的，因为我们不再能够辨别测量电压的微小变化。

技术贴士 :电压参考值如1.024、2.048和4.096可能看起来很熟悉，因为电压与2的幂(PO2)相关，如1,2,4，…，512,1024,2048和4096。这些都是方便的值，特别是当使用整数数学时。在我们的示例中，配备4.096 VDC基准的10位ADC用于测量16 VDC(最大)信号。假设我们为分压器选择了理想的电阻，每个位的变化与PO2电压的变化一致。在这个例子中，每个ADC位代表1/64伏特。这可能对你的应用有用，也可能没用，因为乘法可以使用一系列右移运算符来执行。请注意，当我们使用类型浮点值缩放这些独特的电压参考值时，速度优势就会丢失。