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基于单脉冲试验的IGBT模型的电压应力测试分析

作者:田建平(维谛技术(西安)有限公司,西安710075)时间:2022-04-12来源:电子产品世界收藏
编者按:IGBT作为功率设备的核心器件,在电力电子工业领域应用广泛。为了进一步了解电压应力对IGBT模块的影响,本文搭建了实验样机(选用3代IGBT采用T型三电平拓扑,额定输出线电压315 V,电流230 A,设计输入电压范围500~1 000 V),通过单脉冲试验对不同厂家不同型号的IGBT进行电压应力分析并给出解决方案的可行性。

(绝缘栅双极型晶体管)是由MOS(绝缘栅型场效应管)和BJT(双极型三极管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 作为功率设备的核心器件,在电力电子设备中有着广泛的应用[1,2]。市场不仅追求着低成本和高功率密度,对性能和可靠性要求也更高[3,4] 的开关暂态特性限制着它的最大工作结温、最大开关频率、EMC 性能、散热性能、优化电路系统等性能[5]

本文引用地址:http://www.amcfsurvey.com/article/202204/432964.htm

为了进一步了解IGBT 工作性能,笔者搭建了光伏3代IGBT 采用T 型三电平拓扑,额定输出线电压315 V,电流230 A,设计输入电压范围500 ~ 1 000 V。目前备选IGBT 模块为英飞凌F3L400R12PT4_B26、西门康SKiM400TMLI12E4B、富士4MBI400VG-120R-50。英飞凌IGBT 模块已经搭建了实验样机,初步的测试表明英飞凌IGBT 模块的关断很大。因IGBT 桥臂的耐压为1 200 V,关断时只承受一半的母线电压,不是问题。IGBT 的钳位耐压值为650 V( 英飞凌、西门康) 或600 V( 富士),关断电压尖峰问题很严重[6]

1   测试原理

本文设计IGBT 测试采用测试,开通或关断状态都能测试。为方便起见,只对T3 做测试。单脉冲实验原理示意如图1 和图2 所示。

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图1 英飞凌IGBT模块示意图

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图2 富士IGBT模块示意图

图1 为英飞凌IGBT 示意图,对T2 做单脉冲测试时,短路其他IGBT 门极。电压施加于BUS+ 和BUS_N 功率端子,电感器并联于BUS+ 和交流输出端子。当T2 IGBT 开通时,母线电压通过T2 反并二极管D2 T3施加于电感上,电感电流线性上升,如红色实线所示。当到达某时刻,T3 关断,电感电流通过T1 反并联二极管D1 续流,如红色虚线所示。控制T3 IGBT 导通时间,可以改变IGBT 关断时的电流[7]

图2 为富士IGBT 单脉冲测试示意图,选用的富士IGBT 采用RB-IGBT。T3 开通时,母线电压通过导通的T3 施加于电感上,电感电流线性上升,如红色实线所示。当到达某时刻,T3 关断,电感电流通过T1 反并联二极管D1 续流,如红色虚线所示。改变T3 导通时间可以控制T3 关断电流值的大小,如图3 所示为测试波形图。

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图3 单脉冲测试波形示意

一般来讲,IGBT 模块DC 母线侧都会并联高频Snubber 电容。有母线Snubber 电容情况下,IGBT 关断电压过冲分为两部分,如图4 所示。第一个尖峰宽度很窄,电压值最高,见图4 中的ΔV1。这主要是IGBT 内部寄生电感和Snubber 电容寄生电感产生的。第一个尖峰之后为频率较低的衰减震荡,造成的电CE 电压过冲为ΔV2。这主要是IGBT 关断造成电流变化,导致寄生电感与Snubber 电容发生谐振。ΔV2 受到寄生电感及关断电流影响。

单脉冲( 或双脉冲) 测试时,可以在母线两端加Snubber 电容,这样测试中产生的第一个电压过冲同实际情况基本相同,具有较大的参考价值。第二个电压过冲受测试系统的母线寄生电感影响,与实际情况差异较大[8]

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图4 IGBT关断示意图

2   RCD缓冲电路对IGBT电压应力的影响

按照光伏2 代设计,三电平逆变输出端子可以增加RCD(电容电阻二极管)缓冲电路来吸收电压尖峰。单脉冲测试时,也可以增加RCD 缓冲电路。图5 为富士IGBT 模块T3 管单脉冲测试时RCD 缓冲工作示意图,英飞凌和西门康缓冲电路类似,不再赘述。

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图5 T3管RCD缓冲示意图

T3 关断时,电感电流一部分通过T1 反并联二极管D1 续流,一部分通过RCD 缓冲电路Ds 流向电容Cs,Cs 电荷通过放电电阻Rs 泻放。交流输出端子U 电压可以通过电容Cs 钳位,Cs 电压一般维持在母线电压,因此T3 关断电压应力得以降低。同时直流输入侧并联Snubber 电容C_sn。

在图5 所示的测试电路中,T3 的关断电压应力主要受以下几个因素影响:

1. 门极驱动电阻;

2. 关断电流;

3. Snubber 电容C_sn;

4. RCD 缓冲电路。

关断电压应力不仅受驱动电阻的影响,母线Snubber电容,RCD 缓冲电容也会影响电压应力。

英飞凌IGBT 模块测试了三种外围缓冲电路下的关断电压应力:

母线Snubber 电容0.68 μF,无RCD 缓冲,电容采用的是厦门法拉的MKP82 系列金膜电容,此系列电容0.56 μF 型号用于光伏2 代IGBT 吸收;

母线Snubber 电容2.2 μF,无RCD 缓冲,电容采用的是厦门法拉的C82 系列IGBT 吸收专用电容,此系列用于UPS 工频机IGBT 吸收;

母线Snubber 电容2.2 μF,加RCD 缓冲,RCD 缓冲参数如下:C:0.1 μF/630 V×2,D:1 200 V/60 A 二极管×2,R:51 Ω。

测试关断电流分别选择了350 A ~ 400 A( 中电流) 和550 A ~ 600 A( 大电流) 两个电流范围,其中350 A ~ 400 A 对应110% 负载工作时的最大电流,550 A ~ 600 A 对应逐波限流电流。这两种电流范围是IGBT 工作时两种考核工况。图6 为英飞凌IGBT 在不同驱动电阻下的电压应力的测试结果。

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a 中电流下电压应力变化趋势图

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b 大电流下电压应力变化趋势图

图6 英飞凌IGBT电压应力变化趋势

从实验结果可以看出,中等电流下,Snubber 电容2.2 μF 电压应力明显低于0.68 μF。但增加了RCD 缓冲后,应力改善不明显,且只在驱动电阻较小时有效,驱动电阻增大后几乎无效果。大电流下,RCD 缓冲反而起到了反作用,电压应力反而更高。这与英飞凌IGBT封装有关,其输入输出引脚距离很远,RCD 缓冲路径太长,吸收效果很差。

对英飞凌IGBT 模块,不建议增加RCD 缓冲电路,通过选择高频特性更好的Snubber 电容能有效降低关断电压应力[9]

图7 为英飞凌IGBT 在不同电流下电压应力对比曲线。外围缓冲电路都采用了方案2。结果可以看出,中等电流和大电流下,英飞凌IGBT 应力差异不大,驱动电阻较大时,差异更小。因此对英飞凌IGBT 来讲,逐波限流时电压应力同正常工作时差异不大。也就是说,通过减小逐波限流电流的方法减小电压应力,效果不明显。

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图7 不同电流下英飞凌IGBT电压应力对比

英飞凌IGBT 模块T3 关断典型波形如图8。测试条件为:母线电压300 V,驱动电阻10 Ω,关断电流约370 A,结温约25 ℃,外围缓冲电路为方案2。因英飞凌IGBT 模块寄生电感较大,因此关断电压尖而高。英飞凌模块在驱动电阻较小时比较敏感,当驱动电阻增加到一定程度,电压应力下降变缓慢。

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图8 英飞凌IGBT模块T3关断典型波形

3   电压应力解决方案

从实验结果来看,解决钳位IGBT 应力过高问题主要有以下两种思路。

1)增大驱动关断电阻;英飞凌和西门康IGBT 需要增大关断电阻到33 Ω 才能将电压过冲控制到150 V以内;富士钳位IGBT 耐压600 V,需要将电压过冲控制在100 V 以内,即使将驱动电阻增加到100 Ω 也无法满足降额要求。

2)采用有源钳位驱动,关断电压应力过高时,通过CG 极之间的TVS 反馈,降低关断就电压应力。经分析,以上两种方案都存在一些弊端。

对方案1)增大驱动电阻,存在如下几个弊端。

A. 驱动电阻加大导致驱动延时增加,西门康模块采用33 Ω 驱动电阻时,驱动关断延时高达2.8 μs,17 Ω也有约2 μs,预计死区时间必须达到4 ~ 5 μs 才能满足要求。

B. 限制桥臂IGBT 开通速度。桥臂IGBT 开通太快时,钳位IGBT 的CE 之间电压上升速率太快,通过CG 之间的密勒电容形成位移电流,抬高钳位IGBT 的G 极电压,导致漏电流加大。关断电阻越大,这个效应越明显。光伏2 代逆变器上内管IGBT 的实验波形如图9 所示。应对此问题有如下两种方法。

方法一是关断钳位IGBT 时采用两段驱动电阻,阀值电压以上采用较大的驱动电阻以降低关断电压应力,阀值电压以下采用较小的驱动电阻,防止门极电压被冲高。方法二,钳位IGBT 的GE 之间并联电容,压制门极电压上冲,但这种方法反过来会加大IGBT 关断延时。

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图9 光伏2代内管IGBT驱动波形

探头设置为:黄线为逆变电感电流;蓝线为内管Vce 电压红线:内管Vge 电压,开关损耗增加,导致结温不满足降额要求。以西门康IGBT 为例,开关损耗驱动电阻都按5 Ω 驱动电阻计算。

若桥臂IGBT 开通电阻由5 Ω 变为10 Ω,单次开通损耗由21 mJ 增加到47 mJ,T1/T4 开关损耗由105 W增加到162 W( 输入电压750 V,输出电流252 A,功率因数1),总损耗由2 152 W 增加到2 493 W,增加15.6%。

若钳位IGBT 关断电阻由5 Ω 变为10 Ω,单次关断损耗由27 mJ 增加到45 mJ,低压穿越时( 输入电压800 V,输出电流252 A,功率因数0)T2/T3 开关损耗由49.6 W 增加到70.4 W,T2/T3 总损耗由203.4 W 增加到224 W,增加12%,进一步增加了低压穿越时的热应力。

若钳位IGBT 关断电阻由5 Ω 变为10 Ω,单次关断损耗由27 mJ 增加到45 mJ,调无功时( 输入电压750 V,输出电流252 A,功率因数0.8)T2/T3 开关损耗由10.2 W 增加到14.5 W,T2/T3 总损耗由96.2 W 增加到100.5 W,增加4.4%。

对方案2),采用有源钳位驱动,存在如下风险:

1) 有源钳位驱动我司无人采用,无调试经验;

2) 钳位反馈用的TVS 要求很高,选型较困难,且损耗较大;

3) 单边母线过压,如果超过有源钳位电压,可能导致IGBT 进入线性工作区,导致过热烧毁。

4   结论

从单脉冲测试结果来看,西门康IGBT 模块关断电压应力最低,在关断电阻33 Ω 时能满足电压降额要求。如果进一步改进母线Snubber 电容,采用用17 Ω 驱动电阻,关断延时较大。

富士模IGBT 模块采用的RB-IGBT 特性较特殊,驱动电阻很大。在驱动电阻100 Ω、采用RCD 缓冲情况下电压过冲控制在160 V 左右。做到1 000 V 输入电压工作几乎不可能,如输入电压降低为900 V,适当改进也可能满足要求。

英飞凌IGBT 模块电压应力较差,采用33 Ω 较大驱动电阻,电压过冲也可以控制在150 V 左右。

参考文献:

[1] 钱照明,张军明,盛况.电力电子器件及其应用的现状和发展[J].中国电机工程学报,2014,34(29):5149-5161.

[2] 于坤山,谢立军,金锐.IGBT 技术进展及其在柔性直流输电中的应用[J].电力系统自动化,2016,40(6):139-143.

[3] 徐延明,赵成勇,徐莹.IGBT 模块电气模型及实时仿真研究[J].华北电力大学学报(自然科学版),2016,43(2):8-16.

[4] SHENG K,WILLIAMS B W. A review of IGBT models [J].Power Electronics IEEE Transactions on,2000,15(6):1250-1266.

[5] TURZYNSKI M,KULESZA W J. A Simplified Behavioral MOSFET Model Based on Parameters Extraction for Circuit Simulations [J]. IEEE Transactions on Power Electronics,2016,31(4):3096-3105.

[6]蒋玉想,李征.基于双脉冲的 IGBT 及驱动电路测试方法[J].电子技术,2012,39(7):78-80.

[7]陈权,王群京,姜卫东,等.二极管钳位型三电平变换器开关损耗分析[J].电工技术学报,2008(2):68-75.

[8]毛鹏,谢少军,许泽刚.IGBT模块的开关暂态模型及损耗分析[J].中国电机工程学报,2010,30(15):40-47.

[9]袁文迁,赵志斌,焦超群,等.基于开通波形的IGBT开关特性测试平台寄生电感提取方法[J].华北电力大学学报(自然科学版),2018,45(3):19-27.

(本文来源于《电子产品世界》杂志2022年3月期)



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